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G60-Campagna di misura

1.1         Descrizione dei banchi di misura

1.1.1         LNA

La campagna di misura effettuata sul LNA si compone essenzialmente di due parti:

  • misura del comportamento a piccolo segnale (parametri di diffusione);
  • misura del comportamento di rumore (cifra di rumore).

Ciascuna delle due richiede un banco apposito, come di seguito descritto.

Per quanto riguarda le misure a piccolo segnale, il banco allestito è fondamentalmente basato su un VNA Anritsu VectorStar (MS4647B) per misure fino a 70 GHz e una probe station Cascade M150. Le sonde RF montate, visibili in Figure 5.7, sono MPI Titan di tipo G-S-G con pitch da 125 μm. La calibrazione è di tipo SOLT, basata su kit Picoprobe CS-5 (GGB Industries).

Per quanto riguarda invece le misure di rumore, è stato allestito un banco non convenzionale per l’esecuzione di misure di tipo “cold source” in banda V (50-75 GHz). Il banco è visibile in Figure 5.5, mentre Figure 5.6 raffigura un dettaglio della sezione di switching e calibrazione. Il percorso di calibrazione di rumore comprende una sorgente ELVA-1 con ENR nominale di 15 dB. Il percorso di misura include la porta 1 del VNA, sfruttata per una calibrazione del guadagno del DUT, ottenuta per confronto fra la potenza ricevuta con il DUT presente e quella ricevuta in una fase separata con il DUT rimpiazzato da uno standard thru (vedi oltre per ulteriori dettagli). Durante la misura della temperatura di rumore in uscita dal DUT, il generatore di potenza a porta 1 del VNA viene chiaramente disattivato.

La porzione del banco di rumore comune ai percorsi di calibrazione e di misura, ossia quella che segue lo switch elettromeccanico, comprende, come visibile in Figure 5.6:

  • isolatore in guida (WR-15)
  • LNA in guida (WR-15)
  • filtro in guida (WR-15)
  • mixer per down-conversion (ingresso in guida WR-15, uscita in coassiale K)
  • preamplificatore a basso rumore in coassiale
  • analizzatore di spettro Agilent PSA (E4448A)

in aggiunta a cavi e adattatori per alcune interconnessioni. A sua volta, il mixer per la down-conversion è pompato dalla cascata di un amplificatore di potenza in coassiale e un triplicatore di frequenza con uscita in banda V (WR-15). Dato il basso livello di pilotaggio ottenibile con questa soluzione, del resto obbligata dalla difficoltà di reperire driver di potenza in banda V, è stato selezionato un mixer attivo (di cui è visibile il cavo di alimentazione in Figure 5.6), in grado di funzionare con livelli di pompa più bassi (3 dBm)[sc1]  rispetto a un normale mixer passivo.

Figure 5.5: Fotografia del banco di misura di rumore.
Figure 5.6: Fotografia del banco di misura di rumore: dettaglio della sezione di switching e calibrazione.

Il banco di rumore “cold-source” sopra descritto presenta i seguenti vantaggi:

  • la possibilità di calibrare il ricevitore e misurare il DUT sequenzialmente ad ogni frequenza, grazie all’uso dello switch elettromeccanico;
  • la sicurezza di non saturare il DUT con l’elevata potenza di rumore della sorgente a stato solido in stato ON;
  • la relativa facilità di effettuare un source pull (chiaramente non necessario nel caso in oggetto);
  • la possibilità di stimare il guadagno disponibile del DUT durante la misura di rumore.

L’ultimo punto è di fondamentale importanza e rappresenta un evidente miglioramento rispetto ai banchi cold source tradizionali. Per questi ultimi, piccole variazioni nel punto di lavoro del DUT fra la fase di misura dei parametri di diffusione e quella di misura della cifra di rumore possono portare a incertezze inaccettabili. Infatti, mentre è da aspettarsi che la cifra di rumore vari di poco fra le due condizioni operative, le variazioni del guadagno causerebbero estrazioni di NF inaffidabili o addirittura non fisiche.

Nel banco di rumore presentato, il guadagno del DUT utilizzato per l’estrazione di NF è stimato frequenza per frequenza per confronto fra misure di potenza, facendo le seguenti assunzioni:

  • il carico d’uscita del DUT, calcolato sulla base dei parametri di diffusione misurati tramite VNA, è poco sensibile alle variazioni del punto di lavoro attese;
  • il guadagno del ricevitore è sufficientemente stabile e può essere assunto costante fra la lettura di potenza di segnale di riferimento su standard thru ( ) e la lettura di potenza di segnale su DUT ( ).

Per coadiuvare quest’ultima condizione, tutti i componenti del banco, e in particolare l’analizzatore di spettro, sono lasciati termalizzare prima dell’esecuzione di misure. Inoltre, la temperatura del laboratorio è controllata tramite un condizionatore dedicato.

Le equazioni utilizzate per la stima del guadagno sono le seguenti. Per la lettura sul DUT si ha:

mentre per la lettura di riferimento sul thru si ha:

dove gli apici indicano le grandezze che in generale cambiano rispetto alla lettura sul DUT. Chiaramente, il ricevitore viene assunto unidirezionale e adattato in uscita. I simboli usati sono spiegati di seguito.

  • : potenza di segnale letta dal ricevitore (PSA);
  • : potenza di segnale impostata dalla sorgente (VNA);
  • : guadagni disponibili rispettivamente del blocco passivo fra il VNA e il DUT, del DUT, del blocco passivo fra il DUT e il ricevitore, del ricevitore, del thru.

Ricordando che  per definizione (tuttavia, la stessa logica può essere replicata utilizzando un 2-porte passante diverso dal thru, purché noto) e , con  il livello di disadattamento in ingresso al ricevitore, si ha:

dove  è il guadagno d’inserzione del DUT calcolato per rapporto di letture di potenza di segnale. In definitiva, si ha:

Quanto ai termini di disadattamento, si ha:

con  il carico di sorgente del ricevitore e  quello d’ingresso. Chiaramente, il carico di sorgente varia fra le due letture (  o ) mentre è sempre  data l’unidirezionalità del ricevitore.

Infine, è necessaria una annotazione relativamente all’uso del ricevitore. Il PSA è utilizzato in “zero span”, sintonizzato alla frequenza di ricezione dettata dalla frequenza di misura e dalla scelta della frequenza di pompa del mixer. In particolare, questa scelta è stata effettuata nell’ottica di minimizzare i contributi dati alle letture di potenza di rumore derivanti dalla conversione a IF di frequenze di ingresso diverse dalla RF desiderata, a cominciare dalla frequenza immagine. È stato quindi messo in campo un piano di frequenze (variando IF, LO e l’equazione di conversione in funzione della RF) in grado di eliminare i contributi fino al terzo ordine ( , ) su tutta la banda V, a partire dalla frequenza immagine. Ciò permette di effettuare misure SSB anche in assenza di un filtro preselettore sintonizzabile all’inizio della catena ricevente. Tuttavia, contributi indesiderati di ordine superiore possono essere ancora presenti, generando artefatti a specifiche frequenze RF.

1.1.2         HPA

La campagna di misura completa sull’HPA si dovrebbe comporre di due parti:

  • misura del comportamento a piccolo segnale (parametri di diffusione);
  • misura del comportamento in potenza (punto di compressione).

Ciascuna delle due richiede un banco apposito, come di seguito descritto. Sfortunatamente, però, i livelli di potenza che è possibile raggiungere con il secondo banco sopra elencato sono troppo bassi per pilotare in compressione l’HPA realizzato: ulteriori dettagli sono riportati più avanti.

Per quanto riguarda le misure a piccolo segnale, il banco allestito è fondamentalmente basato su un VNA Anritsu VectorStar (MS4647B) per misure fino a 70 GHz e una probe station Cascade M150. Le sonde RF montate, visibili in Figure 5.7, sono MPI Titan di tipo G-S-G con pitch da 125 μm. La calibrazione è di tipo SOLT, basata su kit Picoprobe CS-5 (GGB Industries).

Per quanto riguarda invece le misure di potenza, è stato studiato l’allestimento di un banco scalare con frequenza nominale di funzionamento a 50 GHz. Il banco è composto da:

  • VNA Anritsu VectorStar (MS4647B)
  • analizzatore di spettro Agilent PSA (E4448A)

in aggiunta a cavi e adattatori per alcune interconnessioni. In alternativa, la seguente soluzione è stata presa in esame:

  • generatore di segnale Agilent MXGN5183A
  • amplificatore di potenza in coassiale
  • triplicatore di frequenza con uscita in banda V (WR-15)
  • analizzatore di spettro Agilent PSA (E4448A)

in aggiunta a cavi e adattatori per alcune interconnessioni. L’amplificatore e il triplicatore di frequenza disponibili sono gli stessi adoperati nel banco di misura di rumore descritto nel report relativo alla campagna di misura sugli LNA.

Si può notare che lo schema generale di funzionamento è simile a quello del banco di misura di perdita di conversione descritto nei report relativi ai test sui mixer. Il banco di potenza, tuttavia, differisce da quello per perdita di conversione per un aspetto chiave, ossia l’isofrequenzialità fra ingresso e uscita: questo lo rende in linea di principio più semplice da calibrare.

All’atto pratico, tuttavia, nessuna delle due soluzioni attuabili al momento è utilizzabile per la misura in potenza dell’HPA progettato. Infatti, assumendo un guadagno lineare di 20 dB (come poi confermato dalle misure di piccolo segnale) e una potenza d’uscita a 1 dB di compressione di almeno 28 dBm (come da specifica), la potenza d’ingresso richiesta per pilotare l’HPA raggiunge i 9 dBm. La potenza di sorgente necessaria per compensare le perdite del blocco passivo fino all’ingresso del DUT (5-6 dB) è quindi di almeno 14-15 dBm. Tale livello di potenza è troppo superiore (di almeno 10 dB) alle capacità di entrambe le soluzioni proposte perché le rispettive misure possano risultare significative.

1.1.3         Mixer a fondamentale

La campagna di misura effettuata sul mixer resistivo si compone essenzialmente di tre parti:

  • misura del comportamento a piccolo segnale (adattamenti e isolamenti RF-IF);
  • misura della perdita di conversione;
  • misura degli isolamenti da LO a IF e da LO a RF.

Ciascuna delle prime due richiede un banco apposito, mentre l’ultima può essere ottenuta con lievi modifiche al banco di misura a piccolo segnale, come di seguito descritto.

Per quanto riguarda le misure a piccolo segnale, il banco allestito è fondamentalmente basato su un VNA Anritsu VectorStar (MS4647B) per misure fino a 70 GHz e una probe station Cascade M150. Le sonde RF montate, visibili in Figure 5.7, sono MPI Titan di tipo G-S-G con pitch da 125 μm. La calibrazione è di tipo SOLT, basata su kit Picoprobe CS-5 (GGB Industries).

Per caratterizzare la perdita di conversione, è stato allestito un banco di misura scalare transfrequenziale. Il banco è composto da:

  • VNA Anritsu VectorStar (MS4647B)
  • analizzatore di spettro Agilent PSA (E4448A)

in aggiunta a cavi e adattatori per alcune interconnessioni.

Figure 5.7: Fotografia del banco di misura: dettaglio delle sonde per misure on-wafer.

Per quanto riguarda invece il pompaggio del mixer, è stata usata la seguente catena di componenti:

  • generatore di segnale Agilent MXGN5183A
  • amplificatore di potenza in coassiale
  • triplicatore di frequenza con uscita in banda V (WR-15)

in aggiunta a cavi e adattatori per alcune interconnessioni. L’amplificatore e il triplicatore di frequenza disponibili sono gli stessi adoperati nel banco di misura di rumore descritto nel report relativo alla campagna di misura sugli LNA. Come menzionato nel report relativo alla campagna di misura su questi ultimi, la massima potenza erogata dal triplicatore non supera gli 8 dBm. Ciò rappresenta una limitazione poiché corrisponde a fornire una potenza di pompa più bassa di quella richiesta (10 dBm), con conseguente deterioramento delle prestazioni rispetto alle attese.

Per quanto riguarda invece la polarizzazione dei transistor, questa è stata effettuata mediante sonde a singolo finger.

Una fotografia della configurazione per il probing del DUT è riportata in Figure 5.7: sono visibili le sonde d’ingresso (porta RF, lato ovest) e d’uscita (porta IF, lato est), la sonda per il pompaggio (porta LO, lato nord), le due sonde di bias (contatti DC, lato sud).

Ai fini di una misura di down-conversion, è necessario stimare:

  • : la perdita del blocco passivo BL1 fra la sorgente di segnale (calibrata) e il DUT;
  • : la perdita del blocco passivo BL2 fra il DUT e il ricevitore (calibrato).

Come specificato nei pedici, queste due perdite sono relative a due frequenze diverse, rispettivamente  e . A questo scopo,  è stata ottenuta a partire dalle misure a parametri S dei componenti passivi di BL1. Similmente è stata ottenuta l’analoga perdita , in modo da poter ottenere in forma scalare .

Infine, la misura degli isolamenti LO-RF e LO-IF è stata effettuata usando il VNA come ricevitore alla frequenza di LO e stimando scalarmente le perdite dei blocchi passivi di connessione in ingresso e in uscita.

1.1.4         Mixer subarmonico

La campagna di misura effettuata sul mixer resistivo si compone essenzialmente di tre parti:

  • misura del comportamento a piccolo segnale (adattamenti e isolamenti RF-IF);
  • misura della perdita di conversione;
  • misura degli isolamenti da LO a IF e da LO a RF.

Ciascuna delle prime due richiede un banco apposito, mentre l’ultima può essere ottenuta con lievi modifiche al banco di misura a piccolo segnale, come di seguito descritto.

Per quanto riguarda le misure a piccolo segnale, il banco allestito è fondamentalmente basato su un VNA Anritsu VectorStar (MS4647B) per misure fino a 70 GHz e una probe station Cascade M150. Le sonde RF montate, visibili in Figure 5.7, sono MPI Titan di tipo G-S-G con pitch da 125 μm. La calibrazione è di tipo SOLT, basata su kit Picoprobe CS-5 (GGB Industries).

Per caratterizzare la perdita di conversione, è stato allestito un banco di misura scalare transfrequenziale. Il banco è composto da:

  • VNA Anritsu VectorStar (MS4647B)
  • analizzatore di spettro Agilent PSA (E4448A)

in aggiunta a cavi e adattatori per alcune interconnessioni.

Per quanto riguarda invece il pompaggio del mixer, è stata usata la seguente catena di componenti:

  • generatore di segnale Agilent MXGN5183A
  • attenuatore in coassiale da 10 dB
  • amplificatore di potenza in coassiale

in aggiunta a cavi e adattatori per alcune interconnessioni. L’amplificatore disponibile è lo stesso adoperato nel banco di misura di rumore descritto nel report relativo alla campagna di misura sugli LNA. Rispetto alla campagna di misura sul mixer a fondamentale, la massima potenza dall’amplificatore supera i 10 dBm nominali necessari per pompare il mixer subarmonico. Infatti, in questo caso la frequenza di pompa è di 26 GHz anziché 52 GHz.

Per quanto riguarda invece la polarizzazione dei transistor, questa è stata effettuata mediante sonde a singolo finger.

Una fotografia della configurazione per il probing del DUT è riportata in Figure 5.7: sono visibili le sonde d’ingresso (porta RF, lato ovest) e d’uscita (porta IF, lato est), la sonda per il pompaggio (porta LO, lato nord), le due sonde di bias (contatti DC, lato sud).

Ai fini di una misura di down-conversion, è necessario stimare:

  • : la perdita del blocco passivo BL1 fra la sorgente di segnale (calibrata) e il DUT;
  • : la perdita del blocco passivo BL2 fra il DUT e il ricevitore (calibrato).

Come specificato nei pedici, queste due perdite sono relative a due frequenze diverse, rispettivamente  e . A questo scopo,  è stata ottenuta a partire dalle misure a parametri S dei componenti passivi di BL1. Similmente è stata ottenuta l’analoga perdita , in modo da poter ottenere in forma scalare .

Infine, la misura degli isolamenti LO-RF e LO-IF è stata effettuata usando il VNA come ricevitore alla frequenza di LO e stimando scalarmente le perdite dei blocchi passivi di connessione in ingresso e in uscita.

1.2         Risultati della campagna di misura

1.2.1         LNA

La misura di parametri di diffusione ha interessato tre diversi campioni di LNA. Il comportamento riscontrato è stato trovato uniforme fra i campioni, per cui di seguito vengono presentate le prestazioni di uno di essi (C11), selezionato come rappresentativo. Di seguito sono riportati i principali risultati ottenuti al variare del punto di lavoro.

Figure 5.8: Misura del parametro S11 del campione di LNA rappresentativo, al variare del punto di lavoro.
Figure 5.9: Misura del parametro S22 del campione di LNA rappresentativo, al variare del punto di lavoro.
Figure 5.10: Misura del parametro S21 del campione di LNA rappresentativo, al variare del punto di lavoro.
Figure 5.11: Misura del parametro S11 del campione di LNA rappresentativo, al variare del punto di lavoro: dettaglio della banda operativa 59-65 GHz.
Figure 5.12: Misura del parametro S22 del campione di LNA rappresentativo, al variare del punto di lavoro: dettaglio della banda operativa 59-65 GHz.
Figure 5.13: Misura del parametro S21 del campione di LNA rappresentativo, al variare del punto di lavoro: dettaglio della banda operativa 59-65 GHz.

Come dimostrato dalle figure precedenti, l’LNA mostra un buon comportamento al variare della frequenza, e in particolare coefficienti di riflessione su carico standard sempre passivi, così come un guadagno di trasduzione ben sagomato (piatto in banda, molto basso al di fuori di questa) per tutti i punti di lavoro testati.

Focalizzando l’attenzione sulla banda operativa (59‑65 GHz), il guadagno è superiore a 20 dB per tutti i punti di lavoro testati tranne uno. L’adattamento d’ingresso è sensibile al punto di lavoro e può essere portato a 10 dB nominali su tutta la banda agendo su si esso. L’adattamento d’uscita è molto piatto e più difficile da ottimizzare lavorando sul punto di lavoro, ma ne è stato trovato uno che permette di raggiungere nominalmente 10 dB, ossia: VDS = 1.7 V, VGS = -0.1 V. Questa condizione operativa corrisponde a un guadagno nominale di 22.9 dB con ripple di ±0.35 dB. Il consumo di potenza DC associato è di 68 mW, leggermente superiore al richiesto.

Le misure di cifra di rumore hanno interessato due campioni di LNA, fra quelli già testati dal punto di vista del piccolo segnale. Vengono riportate le prestazioni dei campioni C11 (rappresentativo) e C21.

Figure 5.14: Misura della cifra di rumore del campione di LNA C11 (rappresentativo), al variare del punto di lavoro.
Figure 5.15: Misura del parametro S21 del campione di LNA C21, al variare del punto di lavoro.

In entrambe le misure si notano degli artefatti ad alcune frequenze fisse. Come spiegato alla sezione 4.1, questi effetti potrebbero dipendere dalla presenza di contributi di potenza di rumore superiori al terzo, o di spurie di diversa origine. Più probabilmente, però, essi sono dovuti a errori nella stima del guadagno disponibile: a conferma di questa ipotesi, Figure 5.16 e Figure 5.17 mostrano come i picchi di NF corrispondono a valli nel guadagno associato. I più evidenti, nella banda operativa 59-65 GHz, sono quelli alle frequenze 58.5 GHz e 62.5 GHz, che vanno perciò scartate. Incidentalmente, si noti anche come, rispetto alla fase di misura a piccolo segnale, il guadagno disponibile possa variare significativamente in certi casi (Figure 5.16) e molto poco in altri (Figure 5.17).

Figure 5.16: Misura della cifra di rumore del campione di LNA C11 (rappresentativo), al punto di lavoro ottimo. In alto: NF. In basso: Gav su base parametri di diffusione (linea tratteggiata) e su base rapporto di potenze (linea continua).
Figure 5.17: Misura del parametro S21 del campione di LNA C21, al punto di lavoro ottimo. In alto: NF. In basso: Gav su base parametri di diffusione (linea tratteggiata) e su base rapporto di potenze (linea continua).

Una volta scartate le frequenze affette da problemi di misura, si trova che la cifra di rumore degli LNA misurati risente marginalmente del punto di lavoro: essa resta sostanzialmente sempre intorno ai 2 dB nella banda 59-65 GHz tranne per l’estremo superiore, dove tocca i 3 dB a 65 GHz. Ad ogni modo, la specifica di 4 dB viene rispettata con ampio margine su tutta la banda operativa.

1.2.2         HPA

La misura di parametri di diffusione ha interessato tre diversi campioni di HPA. Di seguito sono riportati i principali risultati ottenuti al variare del punto di lavoro. Il comportamento riscontrato è stato trovato uniforme fra i campioni. Di seguito sono riportati i principali risultati ottenuti al variare del punto di lavoro.

Figure 5‑18: Misura del parametro S11 dei tre campioni rappresentativi di HPA, al variare del punto di lavoro
Figure 5‑19: Misura del parametro S22 dei tre campioni rappresentativi di HPA, al variare del punto di lavoro
Figure 5‑20: Misura del parametro S21 dei tre campioni rappresentativi di HPA, al variare del punto di lavoro
Figure 5‑21: Misura del parametro S11 dei tre campioni rappresentativi di HPA, al variare del punto di lavoro: dettaglio della banda operativa 59-65 GHz.
Figure 5‑22: Misura del parametro S22 dei tre campioni rappresentativi di HPA, al variare del punto di lavoro: dettaglio della banda operativa 59-65 GHz.
Figure 5‑23: Misura del parametro S21 dei tre campioni rappresentativi di HPA, al variare del punto di lavoro: dettaglio della banda operativa 59-65 GHz.

Come dimostrato dalle figure precedenti, l’HPA mostra al variare della frequenza coefficienti di riflessione su carico standard sempre passivi, tranne per uno dei punti di lavoro testati, dove segni di oscillazioni compaiono poco sotto i 50 GHz. I coefficienti di riflessione e il guadagno di trasduzione sono ben sagomati nella banda 48-54 GHz, che risulta però più in basso di quanto richiesto (59‑65 GHz).

Focalizzando l’attenzione sulla banda operativa ottenuta, il guadagno è superiore a 20 dB per quasi tutti i punti di lavoro testati. Gli adattamenti d’ingresso e d’uscita superano i 10 dB nominali su tutta la banda 48-54 GHz. L’adattamento d’uscita è molto piatto e non richiede di essere ottimizzato lavorando sul punto di lavoro. Scegliendo come punto di lavoro di riferimento quello dato da VDS = 8 V, VGS = -1.3 V, si ottiene un guadagno nominale di 20.75 dB con ripple di ±0.8 dB. Il consumo di potenza DC associato è di 3 W, inferiore a quanto preventivato (3.8 W).

1.2.3         Mixer a fondamentale

Gli adattamenti a porta RF e IF sono mostrati in Figure 5.24 e Figure 5.25, rispettivamente. Come si nota, si è riscontrato un decentramento dell’adattamento a RF rispetto al progetto simulato (da 60 GHz a 54 GHz), mentre la porta a IF è risultata molto ben adattata. Del resto, la progettazione della la porta RF a 60 GHz è senz’altro critica. In definitiva, gli adattamenti ottenuti sono di circa 8 dB e 13 dB alle porte RF e IF.

Per quanto riguarda gli isolamenti RF-IF e IF-RF, questi sono mostrati in Figure 5.26. Trattandosi di parametri rispetto ai quali il mixer si comporta in modo reciproco, sono entrambi mostrati a partire dalla curva di S21 anziché da S21 e S12, rispettivamente. I valori nominali ottenuti per questi isolamenti sono 45 dB e 32 dB.

Figure 5.24: Adattamento a porta RF nella condizione ottima per la conversione.
Figure 5.25: Adattamento a porta IF nella condizione ottima per la conversione.
Figure 5.26: Isolamenti IF-RF (tratteggi verticali a sinistra) e RF-IF (tratteggi verticali a destra) nella condizione ottima per la conversione.

Come spiegato alla sezione precedente, la componentistica a disposizione non è sufficiente per un corretto pompaggio del mixer. Di conseguenza, le prestazioni misurate sono da intendersi come un limite inferiore alle vere potenzialità del DUT.

Innanzitutto, Figure 5.27 riporta i risultati degli sweep di potenza effettuati su un campione rappresentativo (C0625) al variare della potenza in ingresso, per i tre valori di  agli estremi banda e a centro banda, ossia 60, 60.2 e 60.4 GHz. Data la variabilità in frequenza della perdita di conversione a piccolo segnale, per chiarezza il grafico inferiore della figura riporta il livello di compressione. Come si vede, alle potenze erogabili a RF il DUT non raggiunge compressioni significative. Al contrario, alle due frequenze superiori risulta un’apparente espansione, comunque di valore trascurabile, probabilmente però legata al livellamento della sorgente di segnale.

Figure 5.28 mostra invece la variazione in banda del guadagno (negativo) di conversione, per bassi pilotaggi. In particolare, si riscontra una perdita di conversione nominale di 10.5 dB con un ripple di ±0.5 dB.

Figure 5.27: Guadagno in down-conversion e livello di compressione rispetto alla potenza su porta RF.
Figure 5.28: Guadagno in down-conversion a piccolo segnale rispetto alla frequenza su porta RF.

Gli isolamenti LO-RF e LO-IF, misurati per varie potenze di LO, sono mostrati in Figure 5.29. I valori ottenuti sono sempre superiori alla specifica di 20 dB con un margine di almeno 2 dB. Al massimo valore di potenza di LO raggiungibile in misura, si ottengono isolamenti di circa 25 dB e 23.5 dB.

Figure 5.29: Isolamenti LO-RF (linea continua) e LO-IF (linea tratteggiata) nella condizione ottima per la conversione.

1.2.4         Mixer subarmonico

Gli adattamenti a porta RF e IF sono mostrati in Figure 5.24 e Figure 5.25, rispettivamente. Come si nota, entrambi gli adattamenti in banda soddisfano comodamente la specifica di 10 dB.

Per quanto riguarda gli isolamenti RF-IF e IF-RF, questi sono mostrati in Figure 5.26. Trattandosi di parametri rispetto ai quali il mixer si comporta in modo reciproco, sono entrambi mostrati a partire dalla curva di S21 anziché da S21 e S12, rispettivamente. Il valore nominale ottenuto per questi isolamenti è di 30 dB.

Figure 5.30: Adattamento a porta RF nella condizione ottima per la conversione.
Figure 5.31: Adattamento a porta IF nella condizione ottima per la conversione.
Figure 5.32: Isolamenti IF-RF (tratteggi verticali a sinistra) e RF-IF (tratteggi verticali a destra) nella condizione ottima per la conversione.

Innanzitutto, Figure 5.27 riporta i risultati degli sweep di potenza effettuati su un campione rappresentativo (C1315) al variare della potenza in ingresso, per i tre valori di  agli estremi banda e a centro banda, ossia 60, 60.2 e 60.4 GHz. Data la variabilità in frequenza della perdita di conversione a piccolo segnale, per chiarezza il grafico inferiore della figura riporta il livello di compressione. Come si vede, alle potenze erogabili a RF il DUT non raggiunge compressioni significative. Al contrario, alle due frequenze superiori risulta un’apparente espansione, comunque di valore trascurabile, probabilmente però legata al livellamento della sorgente di segnale.

Figure 5.28 mostra invece la variazione in banda del guadagno (negativo) di conversione, per bassi pilotaggi. In particolare, si riscontra una perdita di conversione nominale di 11.2 dB con un ripple di ±0.13 dB.

Figure 5.33: Guadagno in down-conversion e livello di compressione rispetto alla potenza su porta RF.
Figure 5.34: Guadagno in down-conversion a piccolo segnale rispetto alla frequenza su porta RF.

Gli isolamenti LO-RF e LO-IF, misurati per varie potenze di LO, sono mostrati in Figure 5.29. I valori ottenuti sono sempre superiori alla specifica di 20 dB con un margine di almeno 3 dB. Al massimo valore di potenza di LO raggiunto in misura, si ottengono isolamenti di circa 26 dB e 25 dB.

Figure 5.35: Isolamenti LO-RF (linea continua) e LO-IF (linea tratteggiata) nella condizione ottima per la conversione.

2          Matrici di conformità

In questa sezione sono riportate le matrici di conformità su base misure.

Tabella 4 – Matrice di conformità dell’LNA su base misure

Requisito Valore Conformità
Frequenza operativa 59-65GHZ OK
Gain >20 dB OK, con margine di 2dB
NF 4.0 dB OK, con margine di 1dB
Temperatura operativa -10 +55°C TBC
Max Input Power -70dBm OK, con margine di 50dB
Adattamento alle porte I/O >10dB OK, a patto di selezionare il punto di lavoro VDS = 1.7 V, VGS = -0.1 V. In ogni caso, debole impatto sulle prestazioni chiave del ricevitore
DC bias 60mW, max OK. Lieve sforamento (68 mW) al punto di lavoro ottimo
Dimensioni 3.0mm x 2.0mm OK

Tabella 5 – Matrice di conformità dell’HPA su base misure

Requisito Valore Conformità
Frequenza operativa 59-65 GHz NO, c’è uno shift verso il basso di circa 10 GHz
Gain >18dB OK, senza margine
Pout +34dBm OK, con margine di 6dBm (da simulazione)
Temperatura operativa -10 ÷ +55°C Da confermare a valle analisi termica
Max RF Input Power 1.0 dBm  
Adattamento alla porta di ingresso >10 dB NO, mediamente 1dB in meno
Adattamento alla porta di uscita >10 dB OK, con ampio margine

Tabella 6 – Matrice di conformità del mixer a fondamentale su base misure

Requisito Valore Conformità
Frequenza operativa RF 60-60.4 GHz OK
Frequenza operativa IF 8-8.4 GHz OK
Frequenza LO 52 GHz OK
Perdita di conversione 10 Sforamento di 1 dB
Adattamento RF 10 Sforamento di 2 dB
Adattamento IF 10 OK
Adattamento LO 10 Non misurato
Isolamento LO-RF 20 OK
Isolamento LO-IF 20 OK
Isolamento RF-IF 20 OK

Tabella 7 – Matrice di conformità del mixer subarmonico su base misure

Requisito Valore Compliance
Frequenza operativa RF 60-60.4 GHz OK
Frequenza operativa IF 8-8.4 GHz OK
Frequenza LO 26 GHz OK
Perdita di conversione 10 Sforamento di 1.3 dB
Adattamento RF 10 OK
Adattamento IF 10 OK
Adattamento LO 10 Non misurato
Isolamento LO-RF 20 OK
Isolamento LO-IF 20 OK
Isolamento RF-IF 20 OK

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